开关电源损耗分析及提高开关电源效率的方法

损耗是任何开关电源架构都面临的问题，如何降低损耗是设计开关电源的重要议题之一。确切来说，开关电源中各个器件的特征参数决定了损耗的大小，因此，本文就分析一下影响开关电源损耗的因素，以及如何降低损耗。

总得来说，开关电源的损耗主要来自于以下几个方面：

1. MOSFET 的导通损耗和开关损耗；
2. 二极管的导通损耗和开关损耗；
3. 功率电感的导通损耗和磁芯损耗；
4. 输入输出电容的导通损耗；

下面将以 Buck 变换器为例详细分析上述 4 种器件造成的开关电源功率损耗。需要说明，这里介绍的方法不仅针对于 Buck 变换器，对于其他拓扑结构，分析方法大同小异，这里抛砖引玉，不作具体的推导。

一、Buck 变换器工作原理

先来回顾一下 Buck 变换器的工作原理，典型 Buck 变换器的原理图和关键波形如图 1 所示，图中标明各点的开关波形，用于后续计算。

Buck 变换器的主要功能是把一个较高的直流输入电压转换成较低的直流输出电压。为了达到这个要求，MOSFET 以固定频率(f_S)，在脉宽调制信号(PWM)的控制下进行开、关操作。

当 MOSFET 导通时，输入电压给电感和电容(L 和 C_OUT)充电，通过它们把能量传递给负载。在此期间，电感电流线性上升，电流回路如回路 1 所示。

当 MOSFET 断开时，输入电压断开与电感的连接，电感和输出电容为负载供电。电感电流线性下降，电流流过二极管，电流回路如回路 2 所示。

MOSFET 的导通时间定义为 PWM 信号的占空比(D)。D 把每个开关周期分成[D * t_S]和[(1 – D) * t_S]两部分，它们分别对应于 MOSFET 的导通时间(环路 1)和二极管的导通时间(环路 2)。所有开关电源拓扑(升压、降压、反相等)都采用这种方式划分开关周期，实现电压转换。

对于降压转换电路，较大的占空比将向负载传输较多的能量，平均输出电压增加。相反，占空比较低时，平均输出电压也会降低。根据这个关系，可以得到以下理想情况下(不考虑二极管或 MOSFET 的压降)降压型开关电源的转换公式：

D_buck = V_OUT/V_IN

上述公式也就是 buck 变换器的传递函数，具体推导可以参考博主之前的文章：

需要注意的是，任何开关电源在一个开关周期内处于某个状态的时间越长，那么它在这个状态所造成的损耗也越大。对于降压型转换器，D 越低(相应的 V_OUT越低)，回路 2 产生的损耗也大。

另外，图 1 (以及其它绝大多数 DC-DC 转换器拓扑)中的MOSFET 和二极管是造成功耗的主要因素，相关损耗主要包括两部分：传导损耗和开关损耗。

二、MOSFET 的功率损耗

MOSFET 作为开关元件，导通时电流流过图 1 中的回路 1，断开时无电流流过。因此，MOSFET 的功率损耗主要由传导损耗和开关损耗组成。

2.1 MOSFET 的传导损耗

MOSFET 的传导损耗(P_{COND_MOSFET})近似等于导通电阻(R_{DS_ON})、占空比(D)和导通时 MOSFET 的平均电流(I_MOSFETAVG)的平方的乘积。 即：

P_{COND_MOSFET} = I_{MOSFET_AVG}²*R_DSON*D

上式给出了开关电源中 MOSFET 传导损耗的近似值，但它只作为电路损耗的估算值，因为电流线性上升时所产生的功耗大于由平均电流计算得到的功耗（见下方证明）。对于“峰值”电流，更准确的计算方法是对电流峰值和谷值(图 2 中的 I_V和 I_P)之间的电流波形的平方进行积分得到估算值。

下式给出了更准确的估算损耗的方法，利用 I_P和 I_V之间电流波形平方的积分替代简单的平均电流计算的功耗（推导过程见附件）。

通过上述两个公式也可以比较出来两者的大小，即：

[(I_p – I_v)/2]² = (I_p³ – I_v³)/[3*(I_p – I_v)]

也就证明了电流线性上升所产生的功耗大于由平均电流计算得到的功耗！

当然也可以用图 2 中的实例分别计算两种估算公式的结果：

例如：如果 I_v为 0.25A，I_P为 1.75A，R_DS(ON)为 0.1Ω，V_OUT为 V_IN/2，即 D = 0.5，基于平均电流(1A)的计算结果为：

P_{COND_MOSFET} = 12 * 0.1 * 0.5 = 0.050W

利用波形积分进行更准确的计算：

P_{COND_MOSFET} = [(1.75³ – 0.25³)/3(1.75-0.25)] * 0.1 * 0.5 = 0.059W

因此，可以得出一般结论：对于峰均比较小（即电流纹波率）的电流波形，两种计算结果的差别很小，利用平均电流计算即可满足要求。

2.2 MOSFET 开关损耗

开关的非理想状态，使得器件从完全导通到完全关闭或从完全关闭到完全导通需要一定时间，在这个过程中产生的功率损耗就叫做开关损耗。图 3 所示 MOSFET 的漏源电压(V_DS)和漏源电流(I_DS)的关系图可以很好地解释 MOSFET 在过渡过程中的开关损耗，从上半部分波形可以看出，t_SW(ON)和 t_SW(OFF)期间电压和电流发生瞬变，MOSFET 的寄生电容进行充电、放电。

V_DS降到最终导通状态(= I_D * R_DS(ON))之前，满负荷电流(I_D)流过 MOSFET。相反，关断时，V_DS在 MOSFET 电流下降到零值之前逐渐上升到关断状态的最终值。开关过程中，电压和电流的交叠部分即为造成开关损耗的来源，从图 3 可以清楚地看到这一点。

功率（电压和电流的乘积）与时间组成了三角区域，即开关损耗。

开关损耗随着开关电源频率的升高而增大，这一点很容易理解，随着开关频率提高(周期缩短)，开关过渡时间所占比例增大，从而增大开关损耗。例如，开关转换过程中，开关时间是占空比的 1/20 对于效率的影响要远小于开关时间为占空比的 1/10 的情况。

由于开关损耗和频率有很大的关系，开关电源工作在高频时，开关损耗将成为主要的损耗因素。

MOSFET 的开关损耗(P_SW(MOSFET))可以按照图 3 所示三角波进行估算，公式如下：

P_{SW_MOSFET} = [V_D*I_D*(t_{SW_ON}+t_{SW_OFF})*f_S]/2

其中，V_D为 MOSFET 关断期间的漏源电压，I_D是 MOSFET 导通期间的沟道电流，t_SW(ON)和 t_SW(OFF)是导通和关断时间。

对于 Buck 变换器，V_IN是 MOSFET 关断时的电压，导通时的电流为 I_OUT。

2.3 MOSFET 传导损耗和开关损耗实测

为了验证 MOSFET 的传导损耗和开关损耗，测试了 Buck 变换器中集成高边 MOSFET 的典型波形：V_DS和 I_DS，如图 4 所示。

电路参数为：V_IN = 10V、V_OUT = 3.3V、I_OUT = 500mA、R_DS(ON) = 0.1Ω、f_S = 1MHz、开关瞬变时间(t_ON + t_OFF)总计为 38ns。

可以看出，开关变化不是瞬间完成的，电流和电压波形交叠部分导致功率损耗。MOSFET 导通时，流过电感的电流 I_DS线性上升，与导通相比，断开时的开关损耗更大。

利用上述近似计算法，MOSFET 的平均损耗可以由下式计算（如果无法得到电流波形的峰值和谷值，也可以采用平均电流估算传导损耗）：

P_T(MOSFET) = P_COND(MOSFET) + P_SW(MOSFET)

= [(I₁³ – I₀³)/3(I₁ – I₀))] * R_DS(ON) * V_OUT/V_IN + 0.5 * V_IN * I_OUT * (t_SW(ON) + t_SW(OFF)) * f_S

= [(1³ – 0³)/3] * 0.1 * 3.3/10 + 0.5 * 10 * 0.5 * (38 * 10^-9) * 1 * 10⁶

= 0.011 + 0.095 = 106mW

这一结果与图 4 下方曲线测量得到的 117.4mW 接近，注意：这种情况下，如果开关电源的频率 f_S很高，P_SW(MOSFET)是功耗的主要因素。

三、二极管的功率损耗

二极管作为开关元件，MOSFET 导通时二极管无电流流过，断开时电流流经回路 2。因此，二极管的功率损耗同样由传导损耗和开关损耗组成。

3.1 二极管的传导损耗

二极管的传导损耗则在很大程度上取决于正向导通电压(V_F)。二极管通常比 MOSFET 损耗更大，二极管损耗与正向电流、V_F 和导通时间成正比。由于 MOSFET 断开时二极管导通，二极管的传导损耗(P_COND(DIODE))近似为：

P_COND(DIODE) = I_DIODE(ON) * V_F * (1 – D)

式中，I_DIODE(ON)为二极管导通期间的平均电流。图 1 所示，二极管导通期间的平均电流为 I_OUT，因此，对于 Buck 变换器，P_COND(DIODE)可以按照下式估算：

P_COND(DIODE) = I_OUT * V_F * (1 – V_OUT/V_IN)

与 MOSFET 功耗计算不同，采用平均电流即可得到比较准确的功耗计算结果，因为二极管损耗与 I 成正比。

显然，MOSFET 或二极管的导通时间越长，传导损耗也越大。对于 Buck 变换器，输出电压越低，二极管产生的功耗也越大，因为它处于导通状态的时间越长。

3.2 二极管的开关损耗

与 MOSFET 相同，二极管也存在开关损耗。这个损耗很大程度上取决于二极管的反向恢复时间(t_RR)，二极管开关损耗发生在二极管从正向导通到反向截止的转换过程。

当反向电压加在二级管两端时，正向导通电流在二极管上产生的累积电荷需要释放，产生反向电流尖峰(I_RR(PEAK))，极性与正向导通电流相反，从而造成 V × I 功率损耗，因为反向恢复期内，反向电压和反向电流同时存在于二极管。图 5 给出了二极管在反向恢复期间的 PN 结示意图。

了解了二极管的反向恢复特性，可以由下式估算二极管的开关损耗(P_SW(DIODE))：

P_SW(DIODE) = 0.5 * V_REVERSE * I_RR(PEAK) * t_RR2 * fS

其中，V_REVERSE是二极管的反向偏置电压，I_RR(PEAK)是反向恢复电流的峰值，t_RR2是从反向电流峰值 I_RR(PEAK)到恢复电流为正的时间。

对于 Buck 变换器，当 MOSFET 导通的时候，V_IN为 MOSFET 导通时二极管的反向偏置电压。

3.3 二极管的传导损耗和开关损耗实测

为了验证二极管损耗计算公式，实测了 Buck 变换器中 PN 结的开关波形，如图 6 所示。

具体参数为：V_IN = 10V、V_OUT =3.3V，测得 I_RR(PEAK) = 250mA、I_OUT = 500mA、f_S = 1MHz、 t_RR2 = 28ns、V_F = 0.9V。利用这些数值可以得到：

P_TOTALdiode = P_SWdiode + P_CONDdiode

≈ (1-V_OUT/ V_IN) * I_OUT * V_F + 0.5 * V_IN * I_RRpeak * t_RR2 * f_S

= (1-0.33) * 0.5 * 0.9 + 0.5 * 10 * 0.25 * 28 * 10^-9* 1 * 10⁶

= 301.5 mW + 35 mW

= 336.5 mW

该结果接近于图 6 所示测量结果 358.7mW。考虑到较大的 V_F和较长的二极管导通周期，t_RR时间非常短，传导损耗(_PSW(DIODE))在二极管损耗中占主导地位。

四、电感的功率损耗

电感作为储能元件，其功耗包括线圈损耗和磁芯损耗两个基本因素，线圈损耗归结于线圈的直流电阻(DCR)，磁芯损耗归结于电感的磁特性。

4.1 电感的阻性损耗

电感的 DCR 定义为以下电阻公式：

DCR = ρ (ℓ/A)

式中，ρ为线圈材料的电阻系数，ℓ为线圈长度，A 为线圈横截面积。

DCR 将随着线圈长度的增大而增大，随着线圈横截面积的增大而减小。可以利用该原则判断标准电感，确定所要求的不同电感值和尺寸。对一个固定的电感值，电感尺寸较小时，为了保持相同匝数必须减小线圈的横截面积，因此导致 DCR 增大；对于给定的电感尺寸，小电感值通常对应于小的 DCR，因为较少的线圈数减少了线圈长度，可以使用线径较粗的导线。

已知 DCR 和平均电感电流(具体取决于开关电源拓扑)，电感的电阻损耗(P_L(DCR))可以用下式估算：

P_L(DCR) = I_LAVG² * DCR

这里，I_L(AVG)是流过电感的平均直流电流。对于降压转换器，平均电感电流是直流输出电流。尽管 DCR 的大小直接影响电感电阻的功耗，该功耗与电感电流的平方成正比，因此，减小 DCR 是必要的。

另外，还需要注意的是：利用电感的平均电流计算 P_L(DCR)(如上述公式)时，得到的结果略低于实际损耗，因为实际电感电流为三角波。前面介绍的 MOSFET 传导损耗计算中，利用对电感电流的波形进行积分可以获得更准确的结果。计算公式如下：

P_L(DCR) = (I_P³ – I_V³)/3(I_p – I_v) * DCR

式中 I_P和 I_V为电感电流波形的峰值和谷值。

4.2 电感的磁芯损耗

磁芯损耗并不像传导损耗那样容易估算，很难估测。它由磁滞、涡流损耗组成，直接影响铁芯的交变磁通。开关电源中，尽管平均直流电流流过电感，由于通过电感的开关电压的变化产生的纹波电流导致磁芯周期性的磁通变化。

磁滞损耗源于每个交流周期中磁芯偶极子的重新排列所消耗的功率，可以将其看作磁场极性变化时偶极子相互摩擦产生的“摩擦”损耗，正比于频率和磁通密度。

相反，涡流损耗则是磁芯中的时变磁通量引入的。由法拉第定律可知：交变磁通产生交变电压。因此，这个交变电压会产生局部电流，在磁芯电阻上产生 I²*R 损耗。

磁芯材料对磁芯损耗的影响很大。开关电源中普遍使用的电感是铁粉磁芯，铁镍钼磁粉芯(MPP)的损耗最低，铁粉芯成本最低，但磁芯损耗较大。

磁芯损耗可以通过计算磁芯磁通密度(B)的最大变化量估算，然后查看电感或铁芯制造商提供的磁通密度和磁芯损耗(和频率)图表。峰值磁通密度可以通过几种方式计算，公式可以在电感数据资料中的磁芯损耗曲线中找到。

相应地，如果磁芯面积和线圈数已知，可利用下式估计峰值磁通：

B = (L * ΔI * 10⁸ / 2 * A * N)

这里，B 是峰值磁通密度(高斯)，L 是线圈电感(亨)，ΔI 是电感纹波电流峰峰值(安培)，A 是磁芯横截面积(cm²)，N 是线圈匝数。

随着互联网的普及，可以方便地从网上下载资料、搜索器件信息，一些制造商提供了交互式电感功耗的计算软件，帮助设计者估计功耗。使用这些工具能够快捷、准确地估计应用电路中的功率损耗。例如，Coilcraft 提供的在线电感磁芯损耗和铜耗计算公式，简单输入一些数据即可得到所选电感的磁芯损耗和铜耗。

五、电容的功率损耗

电容在开关电源电路中主要起稳压、滤除输入/输出噪声的作用。与理想的电容模型不同，电容元件的实际物理特性导致损耗的产生，电容的这些损耗降低了开关电源的效率。这些损耗主要表现在三个方面：串联电阻损耗、漏电流损耗和电介质损耗。

（1）等效串联电阻损耗：由于电流在每个开关周期流入、流出电容，电容固有的电阻(R_C)将造成一定功耗。

（2）漏电流损耗：由于电容绝缘材料的电阻(R_L)导致较小电流流过电容而产生的功率损耗。

（3）电介质损耗：由于电容两端施加了交流电压，电容电场发生变化，从而使电介质分子极化造成功率损耗，此项比较复杂。

三种损耗都体现在电容的典型损耗模型中(图 7 左边部分)，用电阻代表每项损耗。与电容储能相关的每项损耗的功率用功耗系数(DF)表示，或损耗角正切(δ)。每项损耗的 DF 可以通过由电容阻抗的实部与虚部比得到，可以将每项损耗分别插入模型中。

为简化损耗模型，图 7 中的串联电阻损耗、漏电流损耗和电介质损耗集中等为一个等效串联电阻(ESR)。ESR 定义为电容阻抗中消耗有功功率的部分。

推算电容阻抗模型、计算 ESR(结果的实部)时，ESR 是频率的函数。这种相关性可以在下面简化的 ESR 等式中得到证明：

式中，DF_R、DF_L和 DF_D是串联电阻、漏电流和电介质损耗的功耗系数。

利用这个等式，我们可以观察到随着信号频率的增加，漏电流损耗和电介质损耗都有所减小，直到串联电阻损耗从一个较高频点开始占主导地位。在该频点(式中没有包括该参数)以上，ESR 因为高频交流电流的趋肤效应趋于增大。

许多电容制造商提供 ESR 曲线图表示 ESR 与频率的关系。例如，TDK 为其大多数电容产品提供了 ESR 曲线，参考这些与开关频率对应曲线图，得到 ESR 值。

然而，如果没有 ESR 曲线图，可以通过电容数据资料中的 DF 规格粗略估算 ESR。DF 是电容的整体 DF (包括所有损耗)，也可以按照下式估算 ESR：

无论采用哪种方法来得到 ESR 值，高 ESR 会降低开关电源效率，既然输入和输出电容在每个开关周期通过 ESR 充电、放电。这导致 I² * R_ESR功率损耗。这个损耗(P_CAP(ESR))可以按照下式计算：

P_CAP(ESR) = I_CAP(RMS)² * R_ESR

式中，ICAP(RMS)是流经电容的交流电流有效值 RMS。

对 Buck 变换器的输出电容，可以采用电感纹波电流的有效值 RMS。

对 Buck 变换器的输入滤波电容，RMS 电流的计算比较复杂，可以按照下式得到一个合理的估算值：

I_CIN(RMS) = I_OUT/V_IN * [V_OUT (V_IN – V_OUT)]1/2

显然，为减小电容功率损耗，应选择低 ESR 电容，尤其是在较大纹波电流的时候。ESR 是产生输出电压纹波的主要原因，因此选择低 ESR 的电容不仅仅提高效率，还可以降低输出电压纹波。

一般来说，不同类型电介质的电容具有不同的 ESR 等级。对于给定的容量和额定电压，铝电解电容和钽电容就比陶瓷电容具有更高的 ESR 值。聚酯和聚丙烯电容的 ESR 值介于它们之间，但这些电容尺寸较大，开关电源中很少使用。

对于给定类型的电容，根据 ESR 公式可以看出，较大容量、较低的 DFs 能够提供较低的 ESR。大尺寸电容通常也会降低 ESR，但会带来较大的等效串联电感（例如电解电容），从而降低性能，陶瓷电容被视为比较好的折中选择。此外，电容值一定的条件下，较低的电容额定电压也有助于减小 ESR。

更多关于电容的知识也可以参考博主之前的文章：

六、提高开关电源效率的方法

6.1 降低 MOSFET 功率损耗

基于上述讨论，降低 MOSFET 功率损耗的直接途径是：选择低导通电阻 R_DS(ON)、可快速切换的 MOSFET。

影响 MOSFET 导通电阻的因素主要有以下几种：

（1）MOSFET 的导通电阻随着芯片尺寸和漏源极击穿电压(V_BR(DSS))的增大而增大，因为增加了 MOSFET 中的半导体材料。所以，相比较而言，过大尺寸的 MOSFET 会增大功率损耗。

（2）MOSFET 的导通电阻受结温的影响，当 MOSFET 的结温升高时，MOSFET 导通电阻会相应增大。因此，必须保持较低的结温，使导通电阻 R_DS(ON)不会过大。

（3）MOSFET 的导通电阻和栅源电压成反比，较大栅源电压可以降低 MOSFET 的导通电阻，但是也会增大栅极驱动损耗，因此，需要平衡 MOSFET 导通电阻和栅极驱动损耗。

MOSFET 的开关损耗与寄生电容有关，较大的寄生电容需要较长的充电时间，使开关切换变缓，消耗更多能量。米勒电容通常在 MOSFET 数据资料中定义为反向传输电容(C_RSS)或栅-漏电容(C_GD)，在开关过程中对切换时间起决定作用。米勒电容的充电电荷用 Q_GD表示，为了快速切换 MOSFET，要求尽可能低的米勒电容。一般来说，MOSFET 的寄生电容和芯片尺寸成反比，因此必须折中考虑开关损耗和传导损耗，同时也要谨慎选择电路的开关频率。

关于 MOSFET 的米勒电容，可以参考博主之前的文章：

6.2 降低二极管功率损耗

基于上述讨论，降低 MOSFET 功率损耗的直接途径是：选择低导通压降 VF、可快速恢复的二极管。

对于二极管，必须降低导通压降，以降低由此产生的损耗。对于小尺寸、额定电压较低的硅二极管，导通压降一般在 0.7V 到 1.5V 之间。二极管的尺寸、工艺和耐压等级都会影响导通压降和反向恢复时间，大尺寸和耐压值较高的二极管通常具有较高的 VF 和 tRR，这会造成比较大的损耗。

开关二极管一般以速度划分，分为快速（fast,）、高速（super fast）和超高速（ultrafast）二极管，反向恢复时间随着速度的提高而降低。快速恢复二极管的 tRR 为几百纳秒，而超高速快恢复二极管的 tRR 为几十纳秒。

对比 PN 结二极管和肖特基二极管可知：

（1）PN 结二极管往往具有较大的正向导通电压，较大的额定电压和电流，使得其适合于更高的功率应用。不过，即使经过优化的 VF 和 tRR，往往也不会应用在低功耗的场景，因为效率太低。

（2）肖特基二极管则往往应用在低功耗场景，因为具有较低的 V_F(0.4V 至 1V)和极小的 t_RR，特别适用于低功耗的开关电源中，尤其是低占空比的情况。

然而，在一些低压应用中，即便是具有较低压降的肖特基二极管，所产生的传导损耗也无法接受。比如，在输出为 1.5V 的电路中，即使使用 0.5V 导通压降 V_F的肖特基二极管，二极管导通时也会产生 33%的输出电压损耗！

为了解决这一问题，可以选择低导通电阻 R_DS(ON)的 MOSFET 实现同步控制架构。用 MOSFET 取代二极管(如图 7 所示)，它与电源的主 MOSFET 同步工作，所以在交替切换的过程中，保证只有一个导通。导通的二极管由导通的 MOSFET 所替代，二极管的高导通压降 V_F被转换成 MOSFET 的低导通压降(MOSFET R_DS(ON) * I)，有效降低了二极管的传导损耗。

当然，同步整流 MOSFET 与二极管相比降低了压降，但也引入了驱动损耗。

上面两小节讨论了影响开关电源效率的两个重要因素：MOSFET 和二极管。现代的开关电源控制器往往是将这两者连同反馈、诊断等功能集成到一个 IC 中，这样可以节省空间和降低寄生损耗，在一定程度上提供了电源效率。

6.3 降低无源器件的功率损耗

无源器件主要是电感和电容，降低这两种器件功率损耗的方法有：

（1）选择低 ESR 的电容；

（2）选择低 DSR 的电感；

6.4 优化电源控制架构

相较于固定 PWM 频率的控制架构，使用跳脉冲（PFM）的控制架构，更有利于提高开关电源的效率，尤其是在轻负载或负载范围较宽时。

跳脉冲模式下，在一段较长时间内电感放电，将能量从电感传递给负载，以维持输出电压。当然，随着负载吸收电流，输出电压也会跌落。当电压跌落到设置门限时，将开启一个新的开关周期，为电感充电并补充输出电压。

需要注意的是跳脉冲模式会产生与负载相关的输出噪声，这些噪声由于分布在不同频率(与固定频率的 PWM 控制架构不同)，很难滤除。

现代的开关电源控制 IC 会合理利用两者的优势：重载时采用恒定 PWM 频率；轻载时采用跳脉冲模式以提高效率。

当负载增加到一个较高的有效值时，跳脉冲波形将转换到固定 PWM，此时负载下噪声很容易滤除。在整个工作范围内，器件根据需要选择跳脉冲模式和 PWM 模式，保持整体的最高效率。 如图 8 所示。

固定 PWM 模式下的效率曲线(图 8 中的 D、E、F)，轻载时效率较低，但在重载时能够提供很高的转换效率(高达 98%)。

然而，跳脉冲模式下的效率曲线(图 8 中的 A、B、C)能够在轻载时保持在较高水平。

七、总结

本文详细分析并推导了开关电源功率损耗的计算方法，并给出了降低功率损耗的相应措施。另外，本文主要参考了下面的文章，网上广为流传的“开关电源八大损耗详解”也是翻译自该文章，不过其中有多处错误，本文做了纠正。

1. Switch-Mode Power Supplies for Beginners: An Efficiency Primer Part 1
2. Switch-Mode Power Supplies for Beginners: An Efficiency Primer Part 2

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